Fælles emitter

Fra Wikipedia, den frie encyklopædi
Gå til: navigation, søg

Fælles emitter, også kaldet jordet emitter, er navnet på et forstærkertrin baseret på en bipolar transistor. Navnet skyldes, at transistorens emitter har forbindelse til både forstærkertrinnets indgang og udgang.

Sådan virker fælles emitter-trinnet overordnet[redigér | redigér wikikode]

Som bekendt kræver det mindst 2 ledere at formidle elektrisk energi. Indgangen udgøres af basen (evt. via en (indgangs)kondensator) og enten emitterens spændingsplan eller forsyningsspændingens plan. Essensen er at vi skal påvirke I_{be} på en eller anden måde. For et lineart arbejdende trin vil I_c= h_{FE}*I_{be}.

For alle forstærkertrin gælder det at indgangssignalets impedans og udgangssignalets impedans begge påvirker et trins dynamiske arbejdspunkt. Derfor er de tegnet med på diagrammerne. Impedanserne bliver normalt opfattet som lineare (rent ohmske eller komplekse) – eller ulineare. I denne artikel antager vi for simpelhedens skyld impedanserne for rent ohmske.

Fælles emitter-trinnet med 0V som signaljord er inverterende (dvs. leverer et udgangssignal der er i modfase (180°) i forhold til indgangssignalet) og kan have en i teorien ubegrænset stor indgangsimpedans ved middelstor forstærkning (5-10 ganges spændingsforstærkning), eller middelstor indgangsimpedans (nogle få kiloohm) ved stor forstærkning (over 100 ganges spændingsforstærkning). Udgangsimpedansen er altid middelstor; i praksis fra 500 ohm til 10 kiloohm.

I det følgende præsenteres, beregnes og forklares nogle fælles emittertrin, som ønskes at arbejde næsten lineart.

Det simplest lineart forspændte fælles emitter-trin[redigér | redigér wikikode]

Diagram for et forstærkertrin af typen "fælles emitter"

Typiske designvalg[redigér | redigér wikikode]

Som med alt andet har man et problem ved design. Hvordan starter man? Hvad skal vælges? Det er et slags hønen og ægget paradoks. Paradokset består i om man skal starte med de indre muligheder, ydre krav eller økonomiske krav. Det hele bunder i at det er et samspil og ens designvalg virker tilbage på samspillet. Skal jeg starte med at vælge kollektorstrømmen, basisstrømmen osv. Hvilken bipolar transistor skal jeg vælge? Skal der søge helt andre løsningsmodeller? F.eks. mekanisk eller oplæring af brugerne?

Der er mange valgmuligheder og her er det at filosofi éntrerer i elektronik. Derfor er der ligeså mange meninger om det som mennesker. Kig i nyhedsgrupper – her diskuteres livligt om hvad der er "bedst":

  • Det er lige meget – vælg den universelle BC547, BC171,...2N3904, 2SB458, 2SB828 – i ældre tid var det OC71, AC126. Nogle elektronikblade har døbt sådanne transistorer TUN (Transistor Universal NPN), TUP (Transistor Universal PNP). Dog skal man være yderst omhyggelig med benforbindelserne, de er forskellige for forskellige produktkoder.
  • Det afhænger af anvendelsen.
  • Det er jubelsvært.
    • For signalfrekvenser mindre end ca. 100..1 kHz kan man risikere at trinnet ikke opfører sig som man forventer.
  • Hvor mange decimaler skal man arbejde med?
  • Hvor præcise skal kondensatorer og modstande være?

For eksemplets skyld vælger vi BC550. Databladet kan downloades her: BC550.

Faktoren 10 kan anvendes som en tommelfingerregel i mange designvalg.

Skal udgangssignalet afleveres i en belastningsimpedans på 10 kohm, vælges en trinudgangsimpedans normalt en faktor 10 lavere; 1 kohm. Grunden er at man ved lave frekvenser gerne vil gøre udgangssignalets styrke mindre påvirkelig af belastningsimpedansen. Og for et lineart arbejdende fælles emittertrin er udgangsimpedansen ca. lig kollektormodstanden R_3. Grunden til dét er, at transistorens mellem kollektor og emitter for lave frekvenser opfører sig som en strømgenerator. En strømgenerator har per definition en uendelig høj indre modstand.

Det næste vi vælger er forsyningsspændingen størrelse. De fleste transistorer kan klare ca. 25V over V_{ce} og den kan med visse transistorer være helt op til ca. 1200V – og nogle kan kun tåle nogle få volt.

Vi antager at vi maksimalt har brug for udgangssignaler på 10 V_{ss} (spids til spids eng. V_{pp}). Vi vælger 15V som forsyningsspænding, så vi ikke rammer overstyring.

Da vi har valgt et relativt stort udgangssignal, er det et godt designvalg at lade hvile V_{ce} være forsyningsspændinghalve; U_{cc}/2=(15 V)/2=7,5 V. Vi har valgt kollektormodstanden R_3, så nu har vi også designhvilekollektorstrømmen: V_{R3}/R_3=(7,5 V)/(1 kohm)=7,5 mA.

I databladet kan vi finde strømforstærkningsfaktoren h_{FE}, men den er afhængig af mange ting, bl.a. kollektorstrømmen. En faktor på 200 er ikke urealistisk at finde i databladet ved I_c=7,5 mA. Men vi har et problem; den kan faktisk være i intervallet 100..700 (mere om det senere).

Vi har at h_{FE}=I_c/I_b. I_b kan derfor beregnes til at være: I_b=I_c/h_{FE}=(7,5 mA)/200=37,5 uA. Vi får brug for at kende V_{be} ved I_b. I de fleste lineart arbejdende bipolare silicium baserede transistorer, er der den tommelfingerregel, at V_{be} er 0,7V. V_{be} er normalt mellem 0,5..0,8V, men i de fleste beregninger betyder denne mulige variation ikke så meget.

Nu kan R_1 beregnes: R_1=(U_{cc}-V_{be})/I_b=(15-0,7)/(37,5 uA) ca.= 381 kohm.

Der er flere designvalg, men dem ser vi bort fra her.

Men vi har faktisk et potentielt stort problem, nemlig at h_{FE} har en stor parameterspredning fra transistoreksemplar til eksemplar. Hvis den er 100 eller 700, vil forstærkertrinnets V_{ce} være så langt fra det ønskede, at trinnet vil overstyres for større signaler. Hvis vi manuelt ændrer R_1, så hvile V_{ce} er U_{cc} halve, går det nogenlunde. I 1950'erne og 1960'erne var transistorer dyre og derfor benyttedes designet. Grunden var, at man fik den maksimal mulige forstærkning og forstærkere blev håndlavet. Her er et nyere design.[1]

DC-kobling vil ikke kunne forbedre forholdene, medmindre der laves en eller anden form for modkobling.

Et robust forspændt fælles emitter-trin[redigér | redigér wikikode]

Diagram for et forstærkertrin af typen "fælles emitter".

Nogle af de tidligere designvalg genbruger vi her:

  • Maksimal udgangssignal på 10 V_{ss}.
  • U_{cc}=15 V
  • Hvile V_{R3} vælges at være forsyningsspændinghalve; V_{R3}/2=(15 V)/2=7,5 V. Vi har valgt kollektormodstanden R_3, så nu har vi også designhvilekollektorstrømmen: V_{R3}/R_3=7,5V/(1 kohm)=7,5 mA.

Flere designvalg[redigér | redigér wikikode]

  • Vi har 2 modstande i serie i emitter; R_4 og R_5. R_5 lader vi være parallel med C_3.
  • Vi vælger (R_4+R_5)=R_3/10. Faktisk er dette designvalg bestemt af den mindste spændingsforstærkning vi ønsker; 10 gange.

Det eneste krav vi har til strømforstærkningsfaktoren h_{FE} er, at den er væsentlig større end 10.

R_4+R_5=100 ohm

Vi antager: I_e ca.= I_c

U_{R4}+U_{R5}=(R_4+R_5)*I_e ca.= (R_4+R_5)*I_c = (100 ohm)*(7,5 mA)=0,75 V

Vi vælger at basisspændingsdelerens strøm er I_{R1}=I_{R2}=I_c/10. I_{R1} kan derfor beregnes til at være: I_c/10=(7,5 mA)/10=750 uA. Vi antager at V_{be} er 0,7 V.

V_b=V_{be}+(U_{R4}+U_{R5})=(0,7 V)+(0,75 V)=1,45 V

R_2=U_{R2}/I_{R2}=(1,45 V)/(750 uA) ca.= 1,9 kohm

R_1=U_{R1}/I_{R1}=(U_{cc}-U_{R2})/I_{R1}=(15V-1,45V)/(750 uA) ca.= 18 kohm

Faktisk er I_{R1} og I_{R2} forskellig – men ikke meget hvis h_{FE} er mindst 100. I så fald vil I_{R2} kun være mellem 90..100% af I_{R1}, da noget af strømmen løber ind i basen og ud af emitteren.

I de fleste situationer og især i lineart arbejdende siliciumtransistorer, kan det antages der ikke løbe strøm fra kollektor til basis.

Ønsker vi en større AC-forstærkning end ca. 10 gange, skal vi dele emittermodstandene således[redigér | redigér wikikode]

  • Designvalg spændingsforstærkning: 30 gange.

Ved mindre spændingsforstærkningsvalg som er mindst 10 gange mindre end h_{FE}, kan trinnets spændingsforstærkning beregnes til at være: spændingsforstærkning=R3/R4.

Ønsker vi 30 gange så skal R_4=(1 kohm)/30 ca.= 33 ohm

R_5=(R_4+R_5)-R_4=(100 ohm)-(33 ohm)=67 ohm

Mere detaljeret beskrivelse[redigér | redigér wikikode]

Selve det at der isættes en eller 2 modstande i emitter og der laves en spændingsdeler til basis er også designvalg. Det skal bemærkes, at det er mindst ligeså godt at "flytte" R1 ind mellem basis og kollektor, som mellem basis og Ucc.

Baggrunden for at man anvender flere komponenter omkring transistoren er følgende:

  • At hvilearbejdspunktet er mere robust overfor h_{FE} parameterspredning.
  • Emittermodstandene R_4 og R_5 gør hvilearbejdspunktet mere robust overfor V_{be}-ændringer og især temperaturafhængige h_{FE}-ændringer.
  • Emittermodstanden R_4 bestemmer hovedsageligt sammen med R_3 og udgangsimpedansen trinnets signalforstærkning.

Emittermodstandene R_4 og R_5[redigér | redigér wikikode]

For stort set alle transistorer gælder det at h_{FE} stiger med temperaturen. Det resulterer i at I_{ce} vil stige med temperaturen – og stiger I_{ce} vil den afsatte effekt normalt stige, som igen får temperaturen til at stige. Denne "løbske" effekt, kaldet termisk run-off, minsker eller forhindrer, man ved hjælp af emittermodstanden R_4+R_5: Hvis hovedstrømmen stiger, vil spændingsfaldet over R_4 stige – og da jævnspændingen på basis er den samme som før, falder det spændingsfald fra basis til emitter, som er afgørende for hvor meget strøm, der passerer fra transistorens kollektor til emitter. Derved stiger strømmen i transistoren væsentlig mindre end uden R_4+R_5 og derved effektivt minsker og hindrer den termiske run-off.

Emittermodstanden R_4 og til dels R_5[redigér | redigér wikikode]

Emittermodstandene vil have den samme dæmpende virkning overfor de vekselspændings-signaler der ønskes forstærket; den vil virke som en lokal modkobling. Dette omgår man til en selvvalgt grad ved hjælp af den såkaldte afkoblingskondensator C_3 over R_5.

Andre analyse og designhjælpeparametre[redigér | redigér wikikode]

For frekvenser op til til ca. 100..1 kHz kan man riskere at ovenstående design virker.

Men faktisk skal et forstærkertrin undersøges for tolerance, virkning ved alle frekvenser og som trinnet kan risikere at blive udsat for. I det følgende nævnes kun de lineare modeller. I praksis skal man også tage højde for ulineare påvirkninger indefra trinnet og udefra.

Den simple transistormodel vi anvendte i de 2 ovenstående designeksempler var strømforstærkningsfaktoren h_{FE} og V_{be}, hvilket ikke er særligt præcist og kun kan antages for frekvenser op til ca. 100..1kHz.

I praksis anvendes mange forskellige modeller, hvor meningen med modellen er at tage højde for transistorens interne egenskaber for hver frekvens:

Signalinverteringen[redigér | redigér wikikode]

Ser man på en "øjeblikssituation" hvor indgangssignalet stiger, vil man se at den stigende hovedstrøm får spændingen over kollektormodstanden R_3 til at stige. Da dennes øverste ende er koblet til et sted med konstant jævnspænding, kan man konkludere at det stigende indgangssignal får udgangssignalet til at falde; forstærkeren er altså inverterende, og udgangssignalet vil være i modfase i forhold til indgangssignalet.

Lidt om linear 2-port h-parameter transistormodellen[redigér | redigér wikikode]

I de følgende formler repræsenterer symbolet \| beregningen for parallelkobling af modstande/impedanser.

Indgangsimpedans[redigér | redigér wikikode]

Indgangsimpedansen Z_{ind} vil afhænge af vekselstrømimpedansen ved transistorens emitter, og derfor af hvorvidt der dér sidder en afkoblingskondensator (C_3 på diagrammet) og R_4>0 ohm eller ej:

  • Med afkoblingskondensatoren og R_4=0 gælder at Z_{ind} = R_1 \| R_2 \| h_{IE}, hvor h_{IE}=h_{11e} er transistorens indgangsimpedans i forhold til emitter ("Hybrid Input Emitter")
  • Med afkoblingskondensatoren og R_4>0 gælder at Z_{ind} = R_1 \| R_2 \| h_{FE} \cdot \left (R_4 + r_E \right ), hvor h_{FE}=h_{21e} er transistorens egenforstærkning ("Hybrid Forward Emitter") og r_E er emitterens indre modstand (givet ved r_E = \frac{\mathrm{25 mV}}{I_E})
Udgangsimpedans[redigér | redigér wikikode]

Udgangsimpedansen er altid givet ved Z_{ud} = R_3 \| \frac{1}{h_{OE}}, uafhængigt af en evt belastning R_L på udgangen og hvor vidt emitteren er afkoblet med kondensatoren C_3 eller ej. h_{OE}=h_{22e}

Forstærkning[redigér | redigér wikikode]

Spændingsforstærkningen afhænger bl.a. af impedansen Z_E ved transistorens emitter, som igen afhænger af om emitterafkoblingen C_3 er til stede eller ej.

  • Hvis emitteren ikke er afkoblet, er Z_E = r_E + R_4
  • Hvis emitteren er afkoblet, gælder at Z_E = r_E

Derefter afhænger spændingsforstærkningen A_u også af den evt. belastning R_L som forstærkeren skal drive, idet

  • A_u = \frac{R_3 \| \frac{1}{H_{OE}} \| R_L}{Z_E}
Nedre grænsefrekvens[redigér | redigér wikikode]

Skillekondensatorerne i ind- og udgang har den bivirkning at de sætte en nedre grænse for frekvenserne i de signaler trinnet kan bearbejde. Disse kondensatorer virker i samspil med ind- og udgangsimpedanserne samt den signalkilde hhv. belastning der tilsluttes, som et højpasled. Derfor skal disse kondensatorer have så tilpas store værdier, at denne nedre grænsefrekvens ikke får nogen praktisk betydning for anvendelsen af forstærkertrinnet.

Kilder/referencer[redigér | redigér wikikode]

Se også[redigér | redigér wikikode]

Eksterne henvisninger[redigér | redigér wikikode]